功率器件篇1

　　图1 2007～2011年中国功率器件市场销售额预测

　　数据来源：赛迪顾问2007

　　虽然数字电源产品已经出现多年，但一直没有得到广泛应用，目前这种状况已经开始发生改变，最近几年业内厂商推出了不少数字电源产品。目前来看，模拟产品在成本、性能、效率和速度方面具有一定优势，而数字产品则更加灵活且可控性更高。随着数字产品正在努力提升自身的性能和效率，将来在需要更高的可控性和复杂性的系统中，数字电源产品相对模拟产品将会更具优势。目前数字电源主要应用于AC/DC领域，主要应用产品包括服务器、3G基站、路由器、高端工业设备和医疗设备等产品，虽然现阶段数字电源产品的应用十分有限，但将来有可能成为电源管理产品发展的一种趋势。

　　鉴于下游产品仍然存在数字电视、3G产品和便携设备等明显的增长点，以及2008年奥运会、节能需求的增强和中国政府对于芯片行业的鼓励政策都将刺激电源管理芯片市场的发展。未来几年，中国电源管理芯片市场的发展速度将仍然高于全球市场，其复合增长率仍将高于20％。由于电源管理芯片市场的增长速度快于功率分立器件市场，这就导致电源管理芯片市场在功率器件市场中所占比重逐步提升，预计2011年电源管理芯片销售额将占整体市场的46.2％。但随着市场发展不断成熟，中国电源管理芯片市场的发展速度缓慢，接近全球电源管理芯片市场的发展速度是一种必然趋势。

　　除电源管理芯片外，MOSFET是占中国功率器件市场份额最大的产品。目前，MOSFET广泛应用在计算机、工业控制、消费电子等领域中。在消费电子领域中，随着产品功能的日益丰富，对于电源管理的要求不断提升。同时为了实现不同功能，主板上对于不同电压等级的需求也逐步增多，这些都将促进MOSFET在如DC、LCD TV等消费电子产品中的应用持续增长。在计算机领域中，主板以及台式机、笔记本电源则是MOSFET最主要的应用产品。受到消费电子以及高输出电流和高性能要求的计算机市场的带动，低压MOSFET市场在未来将保持着比较快的增长趋势。对于高压MOSFET来说，电源的高能效要求则是影响产品未来发展的主要因素。而随着汽车中IC用量的逐步增多，为了满足这些日益增多的IC对电源的需求，MOSFET的用量也呈现出上升趋势。现阶段，MOSFET在汽车领域中主要应用在发动机、车灯控制、音响系统、车身控制、引擎管理、防盗、车厢环境控制、动力传输系统等。但由于功率MOSFET在汽车中通常在相对恶劣的环境条件下工作，所以对于MOSFET的可靠性要求较高，如何解决环境温度升高引起的器件产品不稳定性是生产厂商必须解决的问题。除此之外，工业控制也是MOSFET市场的另一大主要应用领域。

　　由于Trench(沟槽)技术能够有效地降低产品的导通电阻，并且具有较大电流处理能力，所以近年来Trench MOSFET在计算机、消费电子等领域中发展快速。目前，对于低压MOSFET产品，Trench MOSFET技术已被市场所接受，具有很高的市场占有率。但由于Trench MOSFET器件结构的特点，使得Trench MOSFET产品在击穿电压上的承受能力较小。不过，随着制作工艺中的清洗技术及离子刻蚀技术的日渐成熟，Trench MOSFET的击穿电压也得到了逐步的提升。但从整体上来看，在高压MOSFET市场土，平面技术仍有一定的发展空间。未来，含有高端工艺的平面技术将会是高压MOSFET的发展趋势。

　　在600V以上的高压产品中，IGBT也一直保持着良好的发展势头。目前，IGBT主要应用在工业控制、消费电子等领域中。而网络通信和计算机领域由于应用到IGBT的整机产品有限，故对IGBT的需求量不大。从电压结构上看，600～1200V将是IGBT最主要的电压应用等级。由于工业控制领域用IGBT以600V、1200V和1700V为主。同时，IPM/SPM或PIM模块也广泛应用在工业产品中，这就使得用于工业控制领域的IGBT平均价格较高，从而提升了其销售额的市场占有率。在下游整机产品的带动下，预计，2007～2010年中国IGBT市场销售额年均复合增长率为19.3％。

　　功率器件篇2

　　【关键词】室内分布系统 无源器件 功率容量

　　doi：10.3969/j.issn.1006-1010.2015.03.xxx 中图分类号：TN830.4 文献标识码：A 文章编号：1006-1010（2015）03-

　　引用格式：李坚. 无源器件功率容量验收检验的方法探讨[J]. 移动通信， 2015，39（3/4）： xx-xx.

　　Discussion on the Method of Power Capacity Inspection for Passive Devices

　　LI Jian

　　（China Mobile Communications Group Sichuan Co.， Ltd.， Chengdu 610041， China）

　　[Abstract] Through the field test of power capacity for passive devices in indoor distribution system， the test method of power capacity for passive devices in indoor distribution system is introduced in this paper. The factors affecting power capacity test for passive devices are researched. The test method of power capacity for passive devices is summarized to guarantee the quality and reliability of passive devices in actual mobile network applications.

　　[Key words] indoor distribution system passive devices power capacity

　　1 引言

　　室内分布系统中的无源器件通常应用在承受不同功率的场景，放置在分布系统的中端或末端附近的支线中，由于离基站信源点较远，射频传输路径的衰减较大，对于分路器件的承受功率要求并不高，但在基站信源直接接入的端口，器件直接承受较大功率的要求则不同。

　　IEC中提到：除非特别说明，加载到DUT的测量功率为2×43dBm。显然，这是针对早期的基站而言，针对目前移动通信网共建共享使用室内分布系统的应用场景，我们认为原有的功率容限要求已远远不能适用于中国国情。目前室内分布系统是多系统、多制式、多载波共用的现状。根据目前移动的GSM、TDS、LTE的网络规划原则，GSM每个基站可配置1至12个载波，TDS的最大配置有6个载波工作数量，LTE目前已从20MHz发展到40MHz的带宽范围，可分为5MHz、10MHz、15MHz、20MHz。目前40MHz带宽最大可配置3个载波信号，若每载波功率约为43dBm时，其送至室内分布系统的输入端口的功率就远超出几年以前的最大电平状态，同时由于这些调制信号具有不同的峰均功率比，所对应的最大信号峰均功率比如表1所示：（换算dB=10lgP/1Mw）

　　现网实际制式的功率输出对器件的影响，不仅要考虑有效值功率的问题，更重要的是还应考虑峰值功率的影响。

　　由于器件的工艺、结构、耦合节点电阻的耐功率、触点距离、接地隔离电阻等都会影响器件的其它电气性能和承受功率能力。器件的“趋肤效应”、器件的氧化、变形必然导致电压飞狐现象，阻抗变化引起信号的反射以及杂散的增大，所造成的影响除驻波、插入损耗、耦合度和隔离度外，更严重的是噪声对基站的影响。效值功率对器件的影响主要是物理效果，超出允许数值时，会产生器件机械热效应的影响，即驻波比的影响。严重的为打火击穿，峰值功率更容易产生飞狐和打火。由于器件的工艺、毛刺都会产生瞬间打火现象。在使用峰值比较大的基站信号的情况下，往往有效功率尚未进入器件功率容限情况下，器件已进入瞬间脉冲造成的打火引发区间，这种显现直接表现在器件所涉及的工作区域内出现无规则的脉冲噪声，具体如图2所示。这种情况自然会对基站接收产生严重的噪声影响。因此，在器件耐功率程度上，仅考虑有效值功率是不够的。对峰值功率的考虑，不同制式也是不同的。在放大器有效值功率额定情况下，由于信源峰值功率的不同，根据能量守恒原理：峰值增加，有效值就会下降。

　　图2 不同系统信源有效值功率和峰值功率

　　因此，无源器件在室内分布系统的应用中（基站信源的输入端）面临着功率容量和互调的极大挑战。

　　2 现网的状态

　　近几年，随着业务量的增长，宽带技术的不断发展，用作从基站直接耦合到直放站端口的器件，要支撑现有不断扩大的业务，已不能适应现有业务容量的需求，在多载波大负荷业务工作状态下，无源器件使用一段时间后（几天乃至数月不等），多区域出现基站底噪整体抬升，反向出现RSSI告警或驻波告警，这都是由于器件的原因。当将原有器件进行更换后，其网络影响会在一段时间消失，这一现象在许多地市公司都有所反映。为找出问题原因和产生不正常现象的规律，我们做了进一步的现场调查：当器件安装在基站输出端口后，正常的器件不会出现驻波比变差的情况；当采用有问题的器件，器件安装后的前一段时间内，基站上行接收端口的噪声电平仍能保持-105dBm左右的读数，但经过一段时间的使用后，噪声会突然增大到-95dBm或-85dBm。此时耦合口驻波比恶化到2左右，耦合度降低近5dB。测试结果如图3所示：

　　图3 测试中噪声示意图

　　3 实验室验证

　　为进一步了解大功率输入对器件的影响，对出现问题的器件在检测中做了再次测试，发现输入采用无调制载波信号推到200W时，器件未发现噪声升高和打火现象，但将器件加入4个调制信号的载波信号时，稳定观察5分钟后，器件出现噪声抬高现象，从-110dBm上升到-60dBm乃至更大，具体如图4所示，测试数据与实际网上现象基本一致。

　　图4 噪声变化示意图

　　4 验证方法

　　检测室的验证通常带有一定的局限性，但了解过网络实际应用环境后就可以有针对性地提出方案：

　　（1）加温测试

　　实际现网中，通常出现噪声的抬高和飞弧现象，除产品的工艺和材质以及安装焊接的问题外，温度造成的影响是很大的。当一个器件有问题时，这种温度的变化会加剧设备的恶化速度和程度。因此，检测应采用高温状态下测试大功率容限指标。

　　（2）加调制测试

　　实际现网中，调制方式的不同其信号的分均比具有很大的差异，对工艺有问题的器件，突发电平会激化设备的尖端放电、打火。因此，在测试时应按无源器件所对应的调制信号加载，进行测试。

　　（3）测试系统功放的要求

　　为实现室分网络无源器件的功率容限测试，对用于驱动大功率的放大器需要特定的要求。模拟信源的调制信号不得对有用的传输信号峰值功率的压缩限幅，这就要求其功率不仅可放大有效值功率，同时应能无失真地放大峰值功率。因此，确认放大器是否能够满足测试要求，通常应采用调制信号的分均比测试，观察其随着输出功率的增加分均比下降的情况。

　　5 结束语

　　为保证无源器件在移动网络实际应用的质量和可靠性，功率容量测试是把控质量的关键环节，测试方法的制定应从网络实际应用的角度上考虑，建议对基站输出端所用的无源器件，包括天馈系统，都应考虑大功率容限的测试，应将承受功率指标作为重要参数进行检测。

　　参考文献：

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　　[4] 杜邓宝，阳辉，宋健. 无源互调失真的数字化测量[J]. 电子测量与仪器学报， 2009（S1）.

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　　[6] 徐华波. GSM室内分布系统中无源器件导致的干扰研究与实践[D]. 北京： 北京邮电大学， 2011.

　　功率器件篇3

　　烹饪用IGBT成热点

　　提高能效是电子器件的头号推动因素，从天然气烹饪转向感应加热(例如电磁炉)可以节能50％(表1)，而且感应加热产品还具有安全和容易清洗的特点。因此，为电磁炉开发IGBT成为展示的热点。

　　Fairchild的Field Stop TrenchIGBT

　　Fairchild(飞兆)半导体公司在会上推出了1200V Field Stop(场截止)Trench IGBT系列器件FGA20N120FTD和FGA15N120FTD。这些IGBT采用该公司专利的Field Stop结构和抗雪崩的Trench gate(沟道栅)技术，可在传导损耗和开关损耗之间提供良好权衡。Fairchild企业市场总监Claudia Innes说：“与传统的NPTTrench IGBT器件相比，FGA20N120FTD可减小25％的导通损耗、8％的开关损耗，并大幅降低系统工作温度。”由于损耗降低，因此冷却要求降低，系统的可靠性得以增强，系统总成本减少。这些新IGBT还内置了专为零电压开关(ZVS)技术而优化的快速恢复二极管(FRD)，进一步提高了可靠性。

　　两款新产品是Fairchild设在韩国的HV(高电压)电源系统组为中国市场(220V电压)开发的，SangminChung经理表示，Field Stop工艺是Fairchild的独有技术，其关键是加了一个Field插接层，因此可以把损耗降低。随着研发的进一步深入，今后有望Fairchild所有IGBT可以用到Field Stop技术。

　　Infineon：单管IGBT方案

　　Infineon的方案包括两个方种：软开关应用的第三代逆向导通IGBT(RC3)和单端谐振的控制。

　　软开关用的第三代逆向导通IGBT所有的烹饪电器都是软开关拓扑结构。烹饪电器主要分为三大类：电磁炉、电饭煲和微波炉(如表2)。英飞凌家电及工业功率器件市场高级经理马国伟介绍说，采用Infineon的第三代逆向导通IGBT有四个优势：1，具有较低的饱和压降，从而节省散热器和风扇成本；2，软而且快的开关特性降低了EMI，可简化滤波器；3，安全、坚固的设计伴随着更大的热设计裕量。4，使谐振方案实现低成本，具有更低的导通损耗、特制的二极管及精确的温度控制。

　　单端谐振的控制与保护随着电磁炉的功率越来越高，IGBT在电磁炉中的峰值浪涌问题日益突出。Infineon为中国市场推出的“IGBT+单片机”组合方案，实现电磁炉的数字控制。利用其IHW25N120R2 IGBT及8位单片机XC886/XC866实现，方法是通过单片机对输出功率作每周期的数字控制，对VCE及VAC作动态监测，进行准确及时的控制。

　　功率器件秀

　　三菱电机

　　三菱电机带来了第四代DIP-IPM(双列直插型智能功率模块)、第五代智能功率模块L1系列IPM以及多种系列的第五代IGBT模块。

　　2004年以来，三菱电机的DIP-IPM模块开发致力于小型化、低热阻化以及完全无铅化，并已开发出第四代DIP-IPM产品。如今，为提高DIP-IPM的性价比，三菱电机还增加了搭载RC-IGBT硅片的额定电流为3A的DIP-IPM，从而使第四代DIP-IPM系列产品更加丰富，为白色家电等变频基板的小型化做出贡献。

　　三菱电机还展示了新推出第五代L1系列IPM，其将硅片温度传感器设置在IGBT硅片正中央处，实现了更加精确迅速的硅片温度检测。该系列IPM采用全栅型专利的CSTBT(载流子存储式沟槽型双极晶体管)硅片技术，具有比L系列IPM更低的损耗，以及优化的VCE与Eoff折衷曲线。此外，L1系列IPM还首次开发了25A/1200V和50A/600V的小封装产品以满足客户节约成本的需求。

　　Infineon

　　除了电磁炉用IGBT外，Infineon还展示了IGBT驱动芯片一采用专利技术EiceDRIVER的1ED020112-F，它是一款单路门极驱动IC，具有1200V隔离电压，使用无核变压器(CLT)技术，可驱动达100A的IGBT/MOSFET。

　　刚刚开始量产的智能功率模块CiPoS系列打造了IPM新封装概念，这是由于功率器件使用DCB(陶瓷基覆铜板)，控制电路采用PCB(印制电路板)，便于实现定制功能。内部具有可靠的电气隔离，散热效果良好。对DCB作注模封装，提高了可靠性。可以为将来集成单片机做准备，同时可以集成更多器件做定制模块。内置PCB，令引脚位置及功能定义灵活。

　　大功率应用的混合电动车功率模块HybirdPACK与工业应用功率模块PrimePACK为了提高坚固度、降低脱离效应，都使用了优化的铜基板及氧化氯陶瓷，并采用芯片定位方法。其中，适合大功率工业变频器、大功率UPS、可再生能源的PrimePACK2与PrimePACK3优化了芯片布局，比上一代模块降低热阻30％；并且大幅降低内部寄生电感，比上一代模块降低60％。

　　Fairchild

　　功率器件篇4

　　开关电源中的功率损耗

　　在设计开关功率转换器时,估算功耗是选择功率器件的关键工作。PFC预调节器和LLC谐振转换器内功率器件的主要功率损耗是传导损耗和开关损耗。一般来讲,在轻负载条件下,开关损耗占主导,随着负载的增加,传导损耗占主导。栅极电荷(Qg)参数被广泛地用作开关速度,也就是开关损耗的衡量标志。由于超低特定导通电阻带来更小的芯片尺寸,超级结MOSFET往往比相似额定值的普通平面型MOSFET具有更小的Qg。例如,如表1所示,0.95Ω/600V超级结MOSFET的Qg甚至比1.6Ω/600V平面型MOSFET的要小。可以预期,在PFC或LLC转换器中,超级结MOSFET都具有更小的开关损耗和导通损耗。这就是在开关电源中首选超级结技术作为功率开关的主要原因。但是,随着功率器件技术的进步,最新的平面型MOSFET具有非常小的Qg。它的导通阻抗仍然高,但是在轻负载区域,应该具有竞争力。因为平面型技术约有30%的价格优势,在LED照明开关电源方面值得对其进行评测。研究在PFC和LLC转换器中平面型MOSFET能够在何种功率水平下保持竞争力是很重要的。

　　评测结果

　　表1中的三种器件应用于DCMPFC和LLC谐振转换器,使用示波器测量开关损耗。因为在DCM PFC中开关电流随着每个开关周期而发生变化,假设损耗为图1所示的正弦波,测量交流电源输入电压峰值处的开关损耗,计算总体开关损耗数据。将工作频率与每个开关周期的能量损耗相乘,计算出平均开关损耗。在DCM PFC中,导通时间一般是固定的,关断时间随电源输入电压而改变。从设计变量,可以推导出导通/关断时间以及每个开关周期的等效开关频率。在知道功率开关的方均根电流时,就很容易评测出导通损耗。

　　在PFC中,开关电流是正弦波,所以可简单计算出均方根电流。在LLC谐振转换器中,谐振电流和磁化电流可分别假设为正弦波和三角波。如图2所示,通过测量电流峰值可以计算出均方根值。表2为功率损耗的概要。可以确定在轻负载时,在PFC和LLC内开关损耗均占主导。重负载情况下,导通损耗如预计的一样占主导。最新的平面型MOSFET在轻负载条件下性能超过超级结MOSFET。其在DCM PFC和LLC谐振转换器内均具有较小的功耗。负载为200W时,在LLC中的损耗要稍小些,但在DCM PFC中的损耗要大些。在200W负载下,整体损耗略高0.4W。结论

　　功率器件篇5

　　大功率器件、模块或超大规模集成电路在工作过程中有较大的损耗，产生大量的热量使器件或模块的温度升高，若不采取冷却措施，器件的管芯的温度会超过硅片的结温温度(150℃左右)，管芯会因过热而烧毁。因此，大功率器件、模块、超大规模集成电路要根据其发热的情况采取各种不同的冷却措施以保证其安全工作。

　　近年来，不少大功率器件在封装上由穿孔式改成贴片式，这使传统的散热、冷却的结构发生变化，从而开发出不少新型冷却装置及新型温度检测及风扇控制集成电路。这使电路工作更安全、减少噪声及更节能。

　　本文介绍一些散热器、冷却风扇及风扇控制器集成电路的应用。

　　器件的热量产生

　　集成电路是由许多三极管、二极管及电阻等小元器件组成的。每一个小元器件在工作时都有一些损耗。例如，三极管在线性范围工作时，其损耗为Vce×Ic；二极管在工作时，其损耗为VF×IF。这些损耗都转化成热量，是热量产生的原因。

　　集成度低的IC，损耗小，发热量不大。所产生的热量还可以通过封装材料或金属引脚传到空气中和印制板的敷铜走线上，温升不大，无须采用任何冷却措施。

　　如果是超大规模集成电路，并且工作在很高频率时，其损耗是很大的。如现代的高速台式计算机或服务器的核心器件CPU，它在工作时会产生大量的热量，使管芯温度很快升到150℃以上，往往需要用带有风扇的专用散热器来冷却。如果在CPU上拿掉带风扇的专用散热器，则CPU会在数分钟内冒烟、烧毁。

　　有一些大功率器件或模块(如大功率运算放大器、固态继电器)，虽然其集成度不高，但若工作于高电压、大电流状态，其自身的功耗也是很大的，即使是大功率三极管、功率MOSFET或IGBT一类分立器件，如果在高频率、高电压、大电流工作条件下，也会产生较高的温度而需要采取合适的冷却措施。

　　发热与冷却是一对矛盾。在产品设计中尽量选用功耗低的器件，但不可避免地还有不少会产生大量热量的器件，则要进行热计算、设计散热结构。这往往会影响到产品的结构、外形尺寸大小，其设计的好坏还会影响产品的质量及生产成本。

　　常用的冷却措施

　　常用的冷却措施有加散热器、冷却风扇、热电冷却器、水冷却器。它们的特点及应用如表1所示。

　　在台式电子设备中，应用最广的冷却措施是散热器和散热器加冷却风扇。

　　散热器及其应用实例

　　这里将介绍一些散热器及其应用实例。

　　1．多个散热器的应用实例

　　在电子设备中往往有多个功率器件，其发热量不同，往往采用不同尺寸、结构的散热器。图1是一个台式计算机中的开关电源(输入功率770W)的内部结构。它有3个散热器(1～3)。1上安装了一个功率器件，而2、3上各安装了3个功率器件。散热器2的功率器件安装情况如图2所示。

　　由于该电源仅用散热器尚不足达到散热目的，还需采用冷却风扇产生的强气流来加强散热，如图1上部所示(主要冷却散热器2)。

　　2．大型型材散热器大型型材散热器如图3所示。上图为输出100W的AC／DC变换器，下图为50W的AC／DC变换器。

　　3．小尺寸功率器件及小型功率模块的散热器

　　贴片式封装尺寸要比同型号DIP封装的尺寸小得多，不能像CPU一样在顶部加一个小型散热器(其散热效果也不佳)。但不少贴片式功率器件在器件底部有裸露的散热垫(如图4所示)，它与PCB的大面积地

　　线连接可达到散热效果。有的器件用增加引脚的方式使热量从引脚传到印制板达到散热的目的。为了更进一步散热，往往在PCB的底部加一块铝板或散热器实现冷却、散热，如图5所示。

　　冷却风扇

　　冷却风扇产生强气流将散热器的热量排出机箱以达到冷却的目的。冷却风扇有交流或直流供电(交流为市电)，直流供电时有不同的工作电压(如5V、9V、12V、24V等)，根据不同的气流量其外型尺寸不同、耗电也不问。

　　一般常用的是直流轴流型无刷电机组成的冷却风扇，其形状为正方形，尺寸为16mm×16mm～120mm×120mm，其转速从几千个rpm到上万rpm(小型磁悬浮轴承风扇)，气流量从零点几个CFM到几十个CFM。选择风扇时还要注意噪声大小及工作寿命。

　　当电子设备要求较大的气流量时，则要选一台大尺寸的风扇，往往采用2-3台小尺寸的风扇来代替大尺寸风扇，这样可以减小机箱的高度尺寸。

　　近年来，冷却风扇也不断地改进。例如，为增加转速、减小噪声、提高寿命(风扇损坏往往是轴承损坏开始)，开发了磁悬浮轴承的冷却风扇，小尺寸的冷却风扇转速可达17000rpm。为适用于便携式设备的冷却，开发出低功耗、超小型冷却风扇。如型号为F16EA的直流无刷冷却风扇，其尺寸为16mm×16mm×4mm，重1．3g，工作电压3．3V，电流0．02A，气流量为0．43CFM，其噪声甚小，仅4dBa。适合于电池供电的便携式设备用，其外形如图6所示。

　　一种尺寸较大的San Acc 120直流冷却风扇，其工作电压有12V、24V及48V三种，尺寸为120mm×120mm×38mm，在60℃温度下平均寿命为40000小时，并有转速信号输出，可输入PWM信号对风扇实现调速。这可减小噪声、功耗，并可延长风扇寿命。其风扇外形如图7所示。

　　温度检测与风扇控制IC

　　早期的冷却风扇是没有控制的，设备的电源一打开，风扇则全速运行，不管功率器件是否是轻载还是重载或是空载，直到设备的电源关断时，冷却风扇才停止工作。这样电路是简单了，但风扇的噪声大、耗电大，并且风扇的寿命短。

　　如果能测量功率器件的温度，若其温度不高，则风扇可不工作；若温度超过设定的阈值时，风扇工作；若能根据器件的温度高低用PWM信号来控制转速(调节气流量)，使达到温度高时转速高，温度低时转速低，这是最佳的控制方式。另外，能检测风扇的转速，如风扇有故障(如转速下降或转子卡死)，则需要系统断电以防止功率器件过热而损坏，这样可更加安全。

　　近年来，开发出很多温度检测及风扇控制IC。这里仅举一个简单的双温度开关MAX6685，它可以检测CPU或FPGA一类内部有温度传感器的管芯温度，并可由用户设定风扇运行时的低阈值温度(超过低阈值温度时，风扇运行)；另外，还有工厂设定的高阈值温度(120℃或125℃)，若风扇有故障停转或减速，使管芯温度超过高阈值温度，给出信号可切断系统电源以保证系统的安全。

　　图8是MAX6685的应用电路图，功率器件可以是CPU、FPGA(现场可编程门阵列)或专用IC(内部的三极管，利用发射极及基极组成一个PN结的二极管测温传感器，检测管芯的温度)。内部的测温二极管接在DXP及DXN端。S1、S2端为低阈值温度设定端，现S1、S2接地(GND)，低阈值温度为75℃。当超过75℃时，TLOW端输出高电平，外接N-MOSEFT导通，风扇运转对器件实行冷却。若风扇有故障，器件温度升高到超过120℃或125℃时，THIGH输出低电平，此信号使系统电源切断，以保证系统的安全(THIGH内部为开漏结构)。

　　该器件型号后缀中有L时，其高阈值温度为120℃；后缀后中有H时，其高阈值温度为125℃。另外，型号的后缀中有40时，其低阈值温度范围为+40℃～+80℃；后缀中有75时，其低阈值温度范围为+75℃～+115℃。低阈值温度由用户设定，S1、S2的接法与设置的低阈值温度值如表2所示。

　　该温度开关的工作电压为3．3～5．5V，工作电流平均值为200μA，温度精度为±2℃，采用小尺寸8引脚μMAX封装。

　　功率器件篇6

　　关键词： 寿命预测； 退化状态； 电热耦合模型； IGBT

　　中图分类号： TN626?34； TM46 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）14?0132?04

　　Abstract： Power converter is a crucial component of the wind turbine generator system， and its reliability influence the reliability of the wind power system directly. The IGBT module is the main possible failure part in the wind power converters， so predicting the lifetime of IGBT can improve the reliability of the entire wind power system. The degradation parameters of the converter electro?thermal model are discussed. The lifetime prediction method considering the degradation state of IGBT is proposed based on the LESIT model and rain?flow cycle counting method. A 1.2 MW wind energy conversion system is taken as a study example， the lifetime of IGBT module in grid side converter is predicted， and the two lifetime prediction results which considers and does not consider the degradation state are compared.

　　Keywords： lifetime prediction； degradation state； electro?thermal model； IGBT

　　0 引 言

　　近年来，风力发电技术有了飞速发展，世界风电装机容量不断上升，对整个电网的影响也随之增大，为了提高电网整体的可靠性，迫切需要提高风力发电系统的可靠性。1993―2004年的一项风电系统故障率的统计结果显示，风电变流器作为风力发电系统的核心组件，是主要失效组件之一[1?2]。

　　风电变流器中最主要的失效部件是其应用的功率半导体器件IGBT[3]。提高风电变流器的可靠性，需要开展IGBT模块的寿命预测研究，若能在其失效前及时更换，可以降低维修成本及故障损失。

　　目前，依据功率器件的结温来进行寿命预测研究是一种常用的方法，由于功率器件的封装特性，结温难以实时测量，因此需要首先计算器件的结温数据。文献[4?7]利用LUT解耦了器件与系统之间的仿真，搭建了能够快速仿真的电热耦合模型，可以得到长时间尺度的结温数据。文献[8]建立了基于开关周期损耗与输出周期平均损耗的结温计算模型，并进行了比较，证明基于开关周期的结温计算模型更适合计算变流器输出频率较低时的结温数据。文献[9]提出了一种结温迭代数值计算的方法，能够通过实际风速及气温数据计算器件结温，与电热仿真方法相比，缩短了计算时间。

　　在经过连续测量或者仿真得到功率器件的Y温历史后，需要通过寿命预测模型与损伤累积模型对模块进行损伤计算。文献[5]利用Coffin?Manson模型对IGBT模块进行了寿命预测，忽略了结温波动的影响，文献[10]同时考虑了结温均值与结温波动，使用LESIT模型评估风电变流器中IGBT模块的寿命消耗。文献[11]在多时间尺度下对IGBT模块进行了寿命评估。文献[12]考虑运行功率变化的影响对风电变流器进行了可靠性评估。以上的寿命预测方法中主要采用Miner线性损伤累积法进行损伤累积的计算，未考虑模块退化的影响，影响寿命预测结果的准确性。因此，应当进行考虑器件退化状态的寿命预测方法，研究如何提高寿命预测准确性。

　　考虑器件退化首先要研究电热耦合模型中的退化参数，然后在寿命预测的过程中，将器件的退化参数不断反馈回电热耦合模型中，对电热耦合模型进行修正，提高寿命预测的精度。

　　1 退化中的电热耦合模型

　　采用文献[7]介绍的能够快速仿真的电热耦合模型仿真功率器件结温，其中的热模型为Foster热网络模型：

　　式中：表示结壳瞬态热阻抗；t表示时间；ri表示第i阶热阻；τi表示第i阶热时间常数。

　　二阶Foster热网络模型如图1所示。该模型中的热阻、热容参数可以通过IGBT模块瞬态热阻抗曲线拟合得到，退化过程中瞬态热阻抗曲线的变化将引起模型中参数的改变。因此，通过加速寿命老化实验研究瞬态热阻抗的退化规律，进而研究带有退化参数的Foster热网络模型，可以建立退化中的电热耦合模型。

　　对某型IGBT模块进行温度循环老化试验，设置通入的集电极电流Ic=50 A，壳温上限为90 ℃，下限为40 ℃，每循环1 000次在瞬态热阻抗测试平台上测量IGBT模块的瞬态热阻抗曲线。瞬态热阻抗在每次测量时会逐渐趋于一个稳态值，这个稳态值为稳态热阻，通常认为稳态热阻上升20%时模块失效。老化实验到6 000次时稳态热阻增加21%，判定模块失效，老化实验结束。0～6 000次的瞬态热阻抗曲线经过去噪平滑处理后如图2所示。图2中从下到上老化次数依次为0次，1 000次，2 000次，3 000次，4 000次，5 000次，6 000次。

　　将瞬态热阻抗曲线利用二阶Foster热网络模型进行拟合，对各阶热阻和热时间常数进行归一化处理后分析退化趋势，发现各阶热阻均以相同的趋势上升，而热时间常数基本不变，归一后的热阻退化趋势如图3所示。

　　由图3可以看出，各阶热阻归一值随老化次数近似成线性增长，因此可建立带有退化参数的Foster热网络模型，如下：

　　式中：表示未退化时第i阶热阻；表示未退化时第i阶热时间常数；Tr表示热阻退化系数，与损伤累积量成线性关系，如下：

　　式中：Ctr为热阻上升系数与损伤累积量的线性系数；c为损伤累积量，当c=100%时，Tr=120%，因此Ctr取0.2。

　　Foster热网络模型中，热阻、热容与热时间常数满足：

　　式中，表示未退化时Foster热网络模型中各阶热容参数，由式（2）、式（3）可知各阶热容的退化系数为。

　　在建立电热耦合模型的过程中考虑IGBT模块的退化状态，将热阻与热容的退化参数Tr考虑进去，可以建立退化过程中的电热耦合模型，更精确地计算器件结温。

　　2 考虑退化状态的寿命预测方法

　　本文采用LESIT模型进行寿命预测，模型如下[13]：

　　式中：A和α需要通过实验数据进行拟合[10]，本文中A取1 300，α取-6.14；R是气体常数（8.314 J/（mol?K））；Q=7.8×104 J/mol。该式前半部分很大程度上取决于温度的波动值ΔT（实质上是一个Coffin?Manson关系），后半部分的激活能量项取决于温度均值Tm，同时考虑了温度差值与均值对器件寿命的影响。在实际情况中，IGBT模块工作结温是不规律的，每一个循环的均值Tm和差值ΔT都不一样，而负载电流的变化更加强了器件热循环的随机性。本文利用雨流循环计数法来从温度循环中提取结温均值Tm及差值ΔT的组合。将得到的雨流法计算结果利用Miner线性损伤累积法进行损伤累积计算，如下：

　　式中：c表示相对损伤累积值，当c接近于1时判定器件失效；ni，j是第i个温度的均值和第j个温度的差值组成的循环数；（Nf）i，j是此温度组合的失效循环数。

　　由于器件的损伤累积在整个寿命过程中并不是线性的，热损伤会使IGBT模块的封装老化，造成性能参数的改变，导致结温上升，而结温的升高又会加剧热量造成的损伤，这是一个正反馈作用。因此，不能在全寿命中采用Miner线性损伤累积法，需要建立一个修正的反馈模型，将损伤的累积反馈回电热耦合模型中见图4。

　　损伤累积造成的IGBT模块热阻与热容的变化被反馈回电热耦合模型，建立退化中的电热耦合模型，减小了退化对结温计算准确性的影响。但是如果太过频繁地对电热耦合模型进行修正，计算量将大大增加，因此，需要权衡计算精度与计算时间之间的关系。

　　由于认为Foster热网络模型中各层热阻与热容参数在温度循环条件下与损伤累积量呈线性规律退化，且Ctr=0.2，为了降低计算难度，本文在损伤每增加20%时，将4%的热阻增长量与相应的热容降低量反馈回电热耦合模型中，如表1所示。

　　3 实 例

　　图5为某地一台1.2 MW的风力发电机网侧变流器某个时间段内输出的300 s内的电流波形。将该电流波形输入电热耦合模型中进行电热联合仿真，可以得到IGBT模块与快速恢复二极管的结温曲线如图5所示。仿真结温值如图6所示。

　　由图6可知，在整个负载变化过程中，IGBT模块与快速恢复二极管的结温均随负载的变化而变化，二者具有相似的峰值点和谷值点。将雨流循环计数法应用于IGBT模块的结温曲线，提取温度循环特征量，雨流计数法的结果矩阵如图7所示。

　　由于负载的变化，IGBT模块的温度均值Tm的分布较为分散，而温度差值ΔT的分布较为集中，温差ΔT较小的循环所占比例很大，温差ΔT大的循环数量很少，温差大的循环是负载的急剧变化引起的。

　　将温差ΔT的分布情况与损伤的分布情况作对比，如图8所示，可以l现，尽管温差大的温度循环数量很少，但却是损伤的主要来源，因此，温差在损伤累积的计算中不可忽视。

　　根据Miner线性损伤累积法，首先将图7中温度均值Tm与差值ΔT的组合代入式（5）中计算（Nf）i，j，式（5）前半部分中温差ΔT的指数相关性使得低温差的温度循环对损伤的影响降低，而高温差的温度循环则会造成很大的损伤，后半部分中幂指数包含温度均值Tm，使得当温度均值较大时造成的损伤也较大。

　　然后，将图7中的循环数据代入式（6）中，计算相对损伤，这些相对损伤的总和可以估计总的累积损伤c。在本例中，IGBT的c=3.29×10-7，可以估算出功率器件的总寿命（s）为：

　　式中，Lifetime表示功率器件总寿命，约为28.9年。

　　根据上面所讨论的损伤累积的反馈作用，IGBT模块工作6年后损伤累积大约达到20%，则需修正电热耦合模型中的参数。选用相同风电场中某一台已经工作约6年的变流器，分别将网侧变流器输出电流输入原始的和修正过的电热耦合模型中进行仿真，仿真结果如图9所示。

　　由图9可知，修正过的电热耦合模型仿真得到的结温值比未修正过的略高，这符合IGBT模块退化规律，用图9中的结果进行寿命预测，未修正过的仿真结果计算出的相对累积损伤c=3.295×10-7，修正过的仿真结果计算出的相对累积损伤c=3.296×10-7，可以看出是否修正电热耦合模型会影响损伤计算结果，进而影响寿命预测结果。本文中的时间尺度较短，相对累积损伤的差值不太明显，在计算长时间尺度的数据时，是否进行损伤累积的反馈将会较大地影响寿命预测的结果。

　　4 结 论

　　电热耦合模型中的热模型包含热阻和热容两个退化参量，在寿命预测过程中需要不断将损伤累积量反馈回热模型中，修正热阻和热容的参数，以减少模块的退化对寿命预测精度的影响。对网侧变流器中的IGBT模块进行寿命预测，得知温差较大的循环虽数量较少，却是器件损伤的主要来源，因此在损伤累积计算中不能忽视温差的影响，比较了是否进行损伤累积反馈对寿命预测结果的影响，证明考虑退化状态能够提高寿命预测的准确性。

　　注：本文通讯作者为王少杰。

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　　功率器件篇7

　　经典的磁性镇流器和启辉器能完满执行荧光灯的工作要求。最初，起辉器S。关闭，电流流经电感L，和灯丝FL。当起辉器经一段时间启动后，灯丝已处于高温状态，电流的急剧变化会导致电感产生高电压并通过灯泡。当灯被点亮后，电感的感抗就会限制放电电流。

　　磁性镇流器的缺点

　　这个简单镇流器的一些缺点是明显的，而另一些则不是。首先，启辉器会在线电压零交叉时启动。此时的电流比较小，启动电压也是如此，灯泡也许不会启动。整个系统效率较低，而这要归结于两个原因。首先是价格的风险，电感自身的高损耗是公认的。第二是离子在线电压零交叉时要重新结合，而在下个半周期中又要被离子化，后面的行为会导致可观的能量损失。

　　电子镇流器的优点

　　电子镇流器的个主要优点是其有很高的频率(一般为30～60kHz)。由于此高频率，离子的重组合不会发生，灯泡的效率会增加10％(相比于工作在50/60Hz时)。此外，电子镇流器本身的设计效率要高于90％，当同FL一起工作时，能轻易节省30％的能量。

　　电子镇流器的另一个特点是能“完美”地预热灯丝，使得灯泡的寿命完全不会依赖开关周期的次数，并能不闪烁地启动和工作，在不同输入电压下保持恒定亮度和具有高功率因子。最后，对应急照明尤其重要的是，电子镇流器能工作在直流输入电压下，即可采用电池供电。

　　在欧洲最流行的FL镇流器拓扑是电压馈电系列共振半桥。

　　半桥能被不同的频率驱动，占空比约为50％。在启动阶段，只要FL不被点燃，镇流器控制器就会产生高于L1/C1的共振频率。于是，大电流流经灯丝将其加热到预期的温度。当经过一段决定于外部元件的时间后，控制器开始降低工作频率以达共振。其结果，通过灯泡的高电压产生了，灯泡被点亮。点亮后，FL的阻抗会对共振电路进行抑制，使灯泡上的电压接近工作电压。在许多应用中，灯泡电流被直接或间接地感应到，工作频率会被调整到预置点。而只要工作频率超过L1/C1的共振频率，MOSFET就会进行软开关，在EMI被降低的同时，开关损失可忽略不计。

　　带有快速恢复二极管的MOSFET会非常适合如图1那样的应用。集成快速恢复体二极管的500V和600V Q―FETTM，以及600V SuperFETTM都属这种类型。因为上部MOSFET的栅极需要高电压驱动，所以高压侧的栅极驱动是必须的。高电压驱动器芯片，像飞兆公司的FAN7380、FAN7383、FAN7384以及FAN7382都符合这些要求并具有很好噪声免疫能力。此外，还有具备安全和控制功能的纯镇流器驱动器FAN7544和集成高压栅级驱动的控制器FAN7532。

　　功率因数校正

　　按照电流国际标准要求，如果照明设备的功率超过25W，就必须使用功率因数校正。这里有两个原因：一个是白炽灯泡的特性像一个电阻，也就是说电压和电阻是同相的。二是照明只消耗了总功率的10％～12％，一天要工作几小时，相比于其他设备是相当长了。因此，如果照明电器没有进行功率因数校正，就会导致电源网络上的大量额外损失。

　　因为多数设备的总功耗都在150W以下，所以临界模式PFC是最经济的解决方案。在这个模式下，通过控制电感的峰值电流，电流峰值就能同整流后的输入电压成比例。在空闲时间，电感电流回落到零，也就是电感的退磁会启动下个开关周期。很容易看到电感的平均电流同输入电压成比例，这就是预期的结果。这里还有两种不同的方法来控制电感的峰值电流。在FAN7527的电流模式下，整流后的线电压会感应出参考电流，其能设定峰值电流的实际值。而在FAN7529的电压或恒定工作时间模式下，开关设备的工作时间在一个或多个线性半周期中是保持恒定的。保持工作时间恒定，峰值开关电流又再次同输入电压成比例，并能从基本的微分式dI/-dt=V/L中解出来。这两种模式的共同点是输出电压的感应和稳压。

　　低价镇流器有多种PFC拓扑，或用高感抗的铁芯扼流圈平滑输入电流，或弃用功率开关和控制器IC而使用电荷泵PFC。在这种拓扑中，半桥结构用来驱动荧光灯和PFC。因为灯泡的电源必须稳压，且没有额外的度数用来控制PFC，所以很难找到合适的L和C来形成良好的功率因数并将灯泡稳定在很宽的输入电压范围内。这就是为什么这种解决方案很便宜，却很少使用的缘故。

　　灯寿终(EOL)探测

　　在气体放电中，有个接近阴极的区域，放电电压在此处下降很快，且没有光发出，因此被叫做“阴极势降”。根据电压降和电流，这个区域会产生相当的功率耗散。随着灯泡工作时间的增加，灯丝的发光性会变差，而阴极势降也会增加。结果，接近阴极的功率耗散增大，这个区域也就会变得越来越热。如果灯管的直径很小，它就很容易被加热到熔点。因此，灯管越细，对一种叫EOL特性的检测就变得越来越重要。尤其是对于T5，这个特性是必不可缺的，它已被包含在用于荧光照明的欧洲安全标准中。

　　通常情况下，FL是在交流模式下工作的，每个灯丝会有50％的时间成为阴极。幸运的是，两个灯丝中的一个会首先丧失发射率，灯泡因而变得不均匀。这样，监控整个灯泡的电压或工作电压/电流的对称性就有可能探测到EOL。

　　紧凑型荧光灯(CFL)的封闭性检查

　　CFL包含了一个集成在灯泡中的电子镇流器。因为替代了白炽灯泡，当FL有缺陷时这些镇流器就会被丢弃。这就是为什么一个CFL的电子器件不必要有FL镇流器那样长的寿命。此外，因为空间受限且PFC被弃用，功率也会受限。总之，虽然有同样的基本结构，CFL却使用了与FL镇流器有少许不同的逆变器电路。通常，多数CFL使用一个自振荡半桥来替代控制IC。

　　新的控制器像FAN771 1和集成了功率MOSFET的高电压栅级驱动器FAN7710有助于简化CFL的设计，特别是设计者希望用新的集成控制器来获得额外的性能和安全特性时。

　　结语

　　功率器件篇8

　　功率半导体器件应用非常广泛，是各种电子系统及仪器的基础，通常包括功率二极管、三极管、MOS场效应管、结型场效应管、可控硅等。目前，功率半导体器件应用单位涉及航天、航空、高等院校、电子研究所等诸多部门。其制造工艺及其设计水平较原来普通器件在功率上有了很大的提高，而功率器件直流参数是器件性能验收必测参数，以功率半导体二极管为例，直流参数主要包括：击穿电压VR、反向直流电流IR、正向直流电压VF、工作电压VZ等。

　　功率半导体器件测试系统是用于测试半导体器件直流参数的系统。测试过程中，半导体器件的附加温升导致测试数据漂移和不稳定，因此在美军标、国军标、国标等标准中提出了“脉冲测试”法。美军标MIL-STD-750E半导体器件试验方法4.3.2.1、国军标GJB128A-1997半导体分立器件试验方法3.3.2.1中，300μs脉冲宽度的测试条件推荐选取。

　　功率半导体器件直流参数测量，需要高压电压源、脉冲大电流源、可测试大电流的恒压源、小电流源、小电压源、数字电压表等多个模块配合才能实现。其中，其技术要求为：上升下降时间快（优于20μs）、脉冲宽度满足标准要求（优选300μs）、脉冲电流幅度（高达1000A）。

　　总体设计方案

　　本文所研制功率半导体器件直流参数测试系统，采用模块化设计，主要分为电源模块、脉冲大电流矩阵开关模块、高压电压源、脉冲大电流源、可测试大电流的恒压源、小电流源、小电压源、数字电压表等模块组成。测试系统组成框图如图1所示。

　　电源模块分别给其他各模块提供工作电源。测试系统通过计算机使用测量软件进行功率半导体器件参数测量控制。通过VC++6.0开发环境开发功率半导体器件直流参数测量软件，可快速、准确、全面的对二极管、双极晶体管、场效应晶体管和绝缘栅双极晶体管（IGBT）进行直流参数测试。

　　1各部分技术指标及主要功能

　　1）系统背板

　　主要实现高压电压源、大电流源、可测试大电流的恒压源、小电流源、小电压源、数字电压表各模块与计算机通过专用接口之间的通信。

　　2）系统专用接口

　　实现计算机与系统背板之间通信。

　　3）计算机

　　为功率半导体器件直流参数测量软件的运行平台。

　　4）高压电压源

　　提供击穿电压等高电压电信号的供给，电压范围：30～3000V，最大允许误差：±2%。

　　5）大电流源

　　提供测量所需偏置脉冲电流，脉冲电流范围：10～500A（脉冲宽度：50A以下为100μs～10ms，50～500A为300μs），最大允许误差：±2%，开路电压：4V。

　　6）可测试大电流的恒压源

　　通过该恒压源，实现脉冲电流的测量，电压范围：-30～+30V，最大允许误差：±1%。

　　7）小电流源

　　提供较小的直流电流驱动能力，电流范围：10mA～10A。

　　8）小电压源

　　提供较小的直流电压驱动能力，电压范围：-30～+30V，最大允许误差：±1%，开路电压：20V。

　　9）数字电压表

　　提供直流电压的测量，测量范围：1～3000V，最大允许误差：±1%。

　　10）矩阵开关

　　通过矩阵开关实现各模块资源的调配，为直流参数测量准备好条件。

　　11）测试端子

　　实现与被测功率半导体器件的连接。

　　2直流参数测量原理

　　以绝缘栅双极晶体管正向跨导gm参数测量原理为例进行介绍，其余参数测量原理参照国军标GJB128A-1997半导体分立器件试验方法。

　　可测试大电流的恒压源（恒压测流源一）施加规定电压，调整小电压源（恒压测流源二）电压值使所测试出的电流为规定值Id1，记录此时的电压V1，改变V1的电压为V2，记录此时可测试大电流的恒压源（恒压测流源一）测试出的电流为规定值Id2，正向跨导通过式1可计算

　　脉冲大电流源主要技术指标为电流范围：10～500A（脉冲宽度：50A以下为100μs～10ms，50～500A为300μs），最大允许误差：±2%，开路电压：4V。

　　脉冲大电流源主要实现脉冲大电流产生，自重脉冲电流幅度为50～500A部分，脉冲宽度采用相关标准规定的300μs。该模块的研制是本项目的关键技术之一，主要采用电容充放电技术，即通过精心挑选的变压器对电容器矩阵进行充电，充电达到一定值后，通过软件控制负载通断时间，实现脉冲大电流的产生。中间涉及多项难点，包括：1）脉冲电流幅度精度的保证，通过大功率精密电阻保证所提供脉冲电流幅度的准确度；2）降低电容充放电矩阵容抗的影响，本项目通过采用低值电容进行并联的技术，既达到了需要的电容值，又降低了大电容必然产生高阻抗特性。

　　所设计脉冲大电流源模块如图3所示。

　　4技术指标的保证

　　保证技术指标是整个硬件设计的基本要求。这里以小电压源、小电流源部分为例进行说明。两部分技术指标为电压范围：-30～30V（零点除外）；最大允许误差：±1%；电流范围：10mA～10A；最大允许误差：±1%，开路电压：20V。为了提高精度采取以下措施：

　　1）数模转换芯片选择完整的双通道、12位、电压输出数模转换器。一个通道为电路提供驱动电压和驱动电流，另一个通道提供钳位电压和钳位电流。12位的DAC的精度是±0.024%；

　　3）防止地塌陷影响精度，对加流测压反馈回路中的地进行噪声处理；

　　4）电压分挡模式切换使用串联连接方法组成不同的阻值，如果使用并联方式，继电器切换瞬间会构成反馈环路断开，主运放开环输出电压接近电源轨道，影响精度；

　　5）如果输出端与负载直接相连，在测试元件等效电阻小时，会由于线损而产生测试误差，故在实际设计中，输出端与负载的相连可采用开尔文电桥接法，负载两端采用四线连接；

　　6）为了防止地、电源的干扰，把FORCE包裹起来，形成等电位，保证精度；

　　7）SENCE端采用电压跟随器，进行隔离，保证精度；

　　8）在电路板布线的过程中，避免直角走线，减少噪声辐射和耦合。同时电源和地线尽量粗，减小耦合噪声。

　　5测量软件开发

　　功率半导体器件直流参数测量软件编制是基于PCI总线的控制软件，该软件采用VisualC++6.0作为开发平台。功率半导体器件直流参数测量软件，主要流程分为启动程序，选择器件类型，调入器件参数或者根据器件手册编制器件参数文件，进行电路保护判断，防止损坏系统，调整参数直到满足系统相关资源为止；启动测试，以图形或者文字形式进行测试结果显示。详细流程如图4所示。

　　6器件扫描新特性的开发

　　本测量软件在完成二极管、双极型晶体管、场效应晶体管、IGBT模块相关参数点测试的同时，通过对测量软件的功能进行升级，在点测试基础上，实现对器件特性曲线测量技术。实现了二极管、双极型晶体管、场效应晶体管、IGBT模块直流参数器件4种特性曲线的描绘功能，对话框如图5所示。

　　以功率半导体器件BSM111AR为例，特性曲线扫描结果如图6所示。

　　结论

标签：器件功率电压电流温度模块开关模型